RCD钳位吸收的参数选取

RCD钳位吸收的定量分析，以漏感尖峰能量全部消耗为基础设计如下，全部吸收的优点是EMI好，缺点是空载功耗高，满载效率低！所以在能效要求高的C往往选择要要点，R选择要大点。那么C的上面的最高电压和最低电压的选取决定了C值！根据RC充放电常数选取，可以计算出R值！

1、 为什么要用钳位电路

反激式变换器多为单管模式，这样开关管上的电压就是直流母线上的电压，变压器复位电压（反冲电压）和变压器漏感的感生电动势。前两者的电压都是确定值，也是必须计算在内的。二变压器漏感产生的感生电动势则是不希望出现的，特别是开关管的关断速度极快时，变压器漏感的感生电动势将非常高!即：

e=Ldi/dt

对于MOSFET来说，在100ns关断峰值电流绝对是正常的。如果反激式开关电源的输出功率为24W、开关频率为63kHz、交流电源电压范围85-265V,对应变压器漏感将达到20-50Uh,开关管峰值电流1.5A-2A。这时变压器漏感所产生的感应电动势为300V-1kV。在最高直流母线电压（370V）、变压器复位电压（80V）,开关管将承受的电压为750V-1450V。如果采用耐压1500V的MOSFET作为开关管绝对是不可行的，也是在工程上不允许的，需要将开关管的耐压降到600-700V。这样就要对开关管的电压进行箝位。一限制开关管的实际工作电压峰值。

其基本原理为将变压器漏感储能转移到箝位电容器中，即:

(1/2)LrI2M =(1/2)C(V22-V12)

式中 Lr--------------变压器漏感

IM-----------------------开关管峰值电流

V2----------------------箝位后箝位电容器电压

V1------------------------箝位前箝位电容器电压。对应的箝位电容的电容容量应为

C= LrI2M/(V22-V12)

3、 箝位电路参数的选择

1、 箝位电容的选择

如果反激式开关电源的输出功率为24W、开关频率为63kHz、交流电源电压范围85-265V，对应变压器漏感将达到50uH，开关管峰值电流2A，箝位电容器的箝位前电压为80V,箝位后电压为200V。则箝位电容器的电容量为：

C= LrI2M/(V22-V12)

=50*10-6*22uF/(2002-802)

=6nF

一般选择6.8nF电容量耐压选择400V。

需要注意的是，箝位电容器需要流过比较大的峰值电流，需要具有比较大的du/dt。对于400V耐压的电容器可以选择聚酯电容器或陶瓷电容器。但是，陶瓷电容器需选择COG或NPO介质，否则损耗因数过大可导致电容器过热。

2、 箝位电路的放电电阻的选择

在箝位电容器的箝位过程中，箝位电容器电压上升，这个升高的电容器电压如果不在下一个箝位过程释放，则下一个箝位过程就会失效，导致开关管关断过程的电压可能超过额定电压值，从而被过电压击穿。因此需要将箝位电容器在箝位过程中升高的电压通过电阻放电的方式泄放到箝位过程前的数值。

为了尽可能地减小放电电阻的损耗，放电电阻应在开关管再次关断前将箝位电容器的电压泄放到变压器复位电压值。

为什么要这样？原因很简单，就是为了尽可能地降低放电电阻的损耗。也就是说，电阻上的电压有效值的平方除以电阻值，为RCD箝位电路的损耗功率，如果放电电阻大，那么放电电流小，放电功率也小。但是有可能在下一次箝位初期的箝位电容的初始电压高于前一次箝位初始电压，迫使箝位电压上升，最后还是以增加放电电阻的损耗而告终；如果放电电阻小，则放电电流大，放电功率随之增大。综合以上因素，放电电阻应选择能使箝位电容器电压在下一次箝位作用前的初始电压与本次箝位作用前电压相等，即：

V=V1（1-eT/RC）

假设，V等于V1一半时，对应的RC值与开关周期T的关系为：

R=0.693T/C

式中 T--------开关周期。

放电电阻的功率近视为：

PR=(V1-V/2)2/R

3、 箝位电路的阻断二极管的选择

最后是选择RCD箝位电路的阻断二极管，通常选择超快反向恢复二极管，额定电流至少为开关管实际工作电流峰值一半，额定电压需要不低于直流母线电压。

4、 RCD箝位电路付出的代价

RCD箝位是最简单的箝位方式，由于放电电阻的电压高于变压器复位电压，因此在放电电阻所消耗的功率不仅仅是变压器漏感的储能，还有变压器励磁电感释放的储能部分，。而这一部分是应该输送到输出的功率，在放电电阻上消耗掉，电压自然会降低效率。

4、 箝位二极管的箝位电路

反激式开关电源的另一种箝位方式是采用类似于稳压二极管的"电压瞬变抑制二极管"来箝位开关管漏-源极电压峰值。在理论上，采用电压瞬变二极管可以使箝位时间大大缩短，所消耗的箝位功率也会比RCD箝位低一些。

过去电压瞬变抑制二极管箝位之所以没有被普遍应用的最主要的原因是这类二极管价格昂贵。20年前，一个连续功耗2.5W，瞬时功率1500W的电压瞬变抑制二极管的零售价格接近每只10元人民币，这是一般的反激式开关电源绝不会采用的。

近年来，随着电压瞬变抑制二极管的国产化和大量的应用，电压瞬变抑制二极管的价格已经可以比较轻松地应用在反激式开关电源中，采用电压瞬变抑制二极管的箝位电路如下图所示。

图中VD1为电压瞬变抑制二极管

需要注意的是，采用电压瞬变抑制二极管来箝位，希望变压器和开关管的寄生电容越小越好。

5、 绕组式箝位电路

早期反激式开关电源还有采用绕组箝位方式如下图所示

6、 这种方式似乎合乎理论，单实际上变压器一次侧绕组与复位绕组之间还是存在漏感，这一部分漏感无法箝位，因此采用绕组式箝位电路在实际上是无效的，它在正激式开关电源中作为磁通复位的箝位有效，但在反激式开关电源的磁通复位时通过变压器二次绕组通过输出整流二极管向输出端释放储能实现的，也就是说，在反激式开关电源的磁通复位电压有输出端电压决定。